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本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括：工频不可控整流器，该整流器被配置来给逆变器稳定的输入电压；逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容与变压器的漏感组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器升压；高频不可控整流器对高频高压正弦电压整流，n级整流器的串联作用可使输出直流电压升高n倍。
所述的工频不可控整流器是对电网电压整流，包含的整流器数量由逆变器的输出电平数量决定。整流器以串联连接，低频变压器的次级双绕组保证各整流器中的电流、电压相位相同，相应的二极管同时导通，使得串联电容组均压充电。
所述逆变器的开关频率高，采用软开关控制以消除高频开关损耗。逆变器增加一个开关管。输入直流电压有两种。根据开关管不同的导通方式，逆变器的输出有5种状态，分别为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同，对谐振电流起到加强作用；自由谐振是逆变器输出脉冲电压为零，对谐振电流无影响；反向谐振是逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的不同方向对应不同的开关导通方式。在谐振电流的过零点切换开关管的状态，以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。根据检测的电容电压、谐振电流和输出电压，逆变器的5种状态按照仿真得到的决策曲线决定下一时刻的输出状态。每种状态的作用周期设置为串联谐振周期一半的整数倍。
所述串联谐振电路由外加电容器和变压器的漏感串联组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感。电容器与电感的容量确定，串联谐振频率和逆变器的开关频率也确定。电容器与电感的容量选取由逆变器的开关管的耐电压和耐电流情况和不可控整流器所要求的电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例，与整流器的电容器充电速度反比例。电容器电压只与谐振频率有关。
所述高频不可控整流器对高频变压器输出的高压交流电整流，输出高压直流电压。输出电压提高的倍数由高频变压器初、次级匝数比，次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器，不同次级绕组连接的整流器之间串联。次级绕组连接的多级整流器增加电容器，且连接到各级整流器的电容器容量相同，所流过的电流为零时。各整流器的相应二极管同时导通，保证各串联电容器均压充电，且无整流损耗。
高频变压器升压倍数不变的情况下，次级两个绕组的匝数和不变，即高频变压器不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电，高频不可控整流器中的二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联提供，每个电容器的耐压值降低了多倍，但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则，容量小可使输出电压升压更快。
一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中，电容电压与谐振电流需进行限制，以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段，输出电压给定值并不直接为目标值，而是逐渐升高。收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值的95％之前，输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此时，若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态。电容电压与谐振电流超过限定值，下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的95％以后，输出电压给定值以较小幅度上升，快速收敛到目标值，判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振。以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：逆变器的结构简单、控制策略容易实现，基于谐振软开关控制技术，可完全消除开关损耗，开关频率进一步提高，由于逆变器输出电平增加，对输出电压调节更加精细，使得输出电压波动更小、响应更快；为了适应所设计的逆变器输入电压模式，采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电，保证了逆变器输入电压的稳定。而且工频整流器不需要对其输出电压调整，采用不可控整流器，简化了整个系统的控制复杂度；高频不可控整流器采用多级整流器串联方式，在各级整流器之间增加相同容量的电容，消除了高频不可控整流器的损耗，提高了整个系统的效率。
附图说明
当参考阅读下面的详细说明时，将更好地理解本发明的特征和优点，其中，在全部附图内，类似的字符表示类似的部分。其中：
图1为本领域已知的高压电源拓扑；
图2为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流，高频不可控整流60采用高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器。并串联在一起；
图3为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器70采用2级整流器，高频不可控整流器80采用4级整流器；
图4为逆变器40的5种工作状态，1逆变器40的输出电压，2串联谐振电路的谐振电流。其中。I2正向谐振，II2反向谐振，III自由谐振，IV1正向谐振，V1反向谐振；
图5为输出电压给定值的理想上升曲线，1理想给定值上升曲线，2仿真得到的高压直流电压输出曲线；
具体实施方式
如图1所示，本领域内公知的高频高压直流电源100的拓扑。高压直流电源100使用了三级功率电路，以将电网中的三相交流电压11转换为可调节的稳定高压直流电压17。电网的三相交流电压11经可控整流电路30，及较大容量的电解电容52，得到逆变器10的直流母线电压13。可控整流电路30采用PAM控制策略可根据输出的高压直流电压17连续地调节直流母线电压13。此处可控整流晶闸管是有开关损耗的，只是开关频率低，损耗很小。也正因为开关频率低，可控整流电路30的输出响应很慢，不易频繁调整输出直流母线电压13。
直流母线电压13到高频交流高压15是通过逆变器10、串联谐振电路和高频升压变压器26实现的。逆变器10由四个全控开关管各反并联一个二极管组成，外加电容22与变压器26的漏感组成串联谐振电路，如果漏感不够，可外加一个电感24。逆变器10输出的高频脉冲电压经串联谐振电路，输入到变压器26中的是正弦电压及电流，经过变压器26的升压作用就得到了高频交流电压15。逆变器10常采用PWM和PFM的控制策略，可连续跟踪输出电压17的变化，虽然采用了谐振软开关技术，在开关管开通时或关断时仍会产生一次开关损耗，较硬开关的损耗降低了一半以上。高压直流电源中的整流电路一般采用多级整流器20，可以使得整流二极管和电容的耐压值降低，体积减小。由于对高频交流电压15整流，多级整流器20采用快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导通。各级整流电路依次导通，二极管会产生较大的开关损耗，使得高压直流电源100的整体效率降低。
如图2所示，根据本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加了一个全控开关管28。若开关管28断开，逆变器40的结构和逆变器10相同。直流母线电压23处增加一个电容组，采用两个电容组串联的方式。考虑到电容组36和38的均压充电，前端可采用变压器42、不可控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比1：1，次级两个绕组。产生相同的电压经过不可控整流器46和48对两个电容组36和38充电，可保证串联电容组的均压充电。待充电完成，逆变器40开始工作，直流母线电压23无法调节。
如图3所示，逆变器40增加了开关管28，可输出5种脉冲电平，5种脉冲电平的值固定不变，只是离散的5个值。开关管2、4、6、8、28只在谐振电流过零点时切换，因此开关频率固定，为谐振频率。逆变器40的工作状态有5种。分别称为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。5种状态的作用周期也固定，为谐振周期一半的整数倍，也可以使5种状态的工作周期在升压阶段和稳定阶段选用不同的值，但都是谐振周期一半的整数倍。
5种状态的开关导通方式为：（1）谐振电流为正时，2正向谐振是导通开关管2和8；谐振电流为负时，2正向谐振是导通开关管4和6。（2）谐振电流为正时，1正向谐振是导通开关管28和8；谐振电流为负时，1正向谐振是导通开关管28和6。（3）谐振电流为正时，自由谐振导通开关管2或8，导通开关管2与二极管16使得串联谐振电路形成回路。导通开关管8与二极管14使得串联谐振电路形成回路；谐振电流为负时，自由谐振导通开关管4或6，导通开关管4与二极管18使得串联谐振电路形成回路，导通开关管6与二极管12使得串联谐振电路形成回路。（4）不管谐振电流是正或负。1反向谐振是导通开关管28，谐振电流为正时，开关管28与二极管16使得串联谐振电路向电容组36回馈电能；谐振电流为负时，开关管28与二极管8使得串联谐振电路向电容组38回馈电能。（5）不管谐振电流是正或负，2反向谐振是关断开关管2、4、6、8和28。当谐振电流是正时，二极管14和16导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能；当谐振电流为负时。二极管12和18导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能。
逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振，直流母线给串联谐振电路和负载提供电能，负载电压17会升高。直流母线电压越高，输出的功率越大，串联电路存储的电能就越多，负载电压17上升的幅度就越大；自由谐振，存储在串联谐振电路的电能向负载供电，由于负载的消耗，负载电压17必然会下降，只是下降幅度较小；反向谐振，存储在串联谐振电路中的电能不仅向负载供电，还将电能回馈给直流母线，负载电压17必然下降，而且幅度较大。因此，如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消耗，那么负载电压将无波动，保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变，会造成整个高压直流电源的不稳定，谐波大大增加，带来更多的危害。因此，逆变器40输出的脉冲电平越多，负载电压17的波动必然越小，采用9电平逆变器时，输出电压17的波动极小，可以满足对电能质量需求极高的设备。再继续增加电平，效果不再明显，反而增加硬件电路的复杂度。
直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应关系，决定5种状态的选择。可建立仿真模型。绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状态在不同电容电压32下的曲线，实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件电路简单，可输出5电平，只是需要采集电容电压32，输出电压17和分辨谐振电流34的过零点。对信号采集电路要求较高，控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单，采用中低端CPLD/FPGA都可以实现。
图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致，由于是高频高压整流，快速整流二极管的导通和断开会造成较大的电能损耗，影响了快速整流二极管的使用寿命，也影响了电容组充电的均压，使得输出电压17的质量和稳定性降低。高频变压器44的次级采用两绕组，次级绕组与初级绕组的匝数比降低为变压器26的一半，而变压器44的升压倍数不变。总体绕组的匝数不变，因此所占体积相同。多级整流器60是根据本发明的一个实施例，采用两个两级整流器串联的形式，其中的各级整流器的输出电流波形完全相同，很好地实现了电容的均压充电，而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断，因此未产生整流开关损耗，进一步提高了高压直流电源200的效率。
如图4所示，根据本发明的另一个实施例的高压直流电源300的拓扑。其中，改变了逆变器40的直流输入电压电路。不需要变压器，直接采用高压直流电源200拓扑中快速不可控整流电路。电网的频率较低，因此不可控整流电路70中可选用一般的�